Forum Le coin du bric...
  • Bienvenue sur le forum !   Abonnez-vous aux lettres de Guitariste.com :


› "Hound Dog Deluxe" & "Fellow 13"

"Hound Dog Deluxe" & "Fellow 13"

Aller à la page:    3  
Auteur Message
Mikka Grytviken
Vintage Cool utilisateur


Inscrit le: 21 Jan 06
Localisation: Indre et Loire

Pour continuer nous allons aborder la polarisation de V1, la première lampe et le première étage d’amplification.
Il s’agit d’un montage en double triode à anodes et cathodes communes dont voici le schéma de principe.



Voici les valeurs des composants mis en œuvre :
Ra = 220k
Rk = 1,5k
U = 280V

Il nous faut tenir compte du fait que chacun des composants sera traversé par le courant des deux triodes simultanément. De ce fait chaque valeur de composant peut-être comprise comme étant deux fois plus importante. Pour tracer la droite de charge je vais donc utiliser les valeurs suivantes, Ra = 440k et Rk = 3k.

Voici la droite de charge.



On se retrouve avec une droite de charge dont la pente est extrêmement réduite. Attention à la capacité d’entrée qui est deux fois supérieure. On peut aussi remarquer que pour une variation de -1V en entrée on aura une variation de la tension de sortie de 75V alors que pour une variation d’entrée de +1V on aura en sortie une variation de 60V d’où une dissymétrie de 20% très largement supérieure à un montage plus standard d’ou une coloration du signal très marquée. Le gain en tension global serait de 260V / 3,9V = 66,67V donc au final un gain sommes toutes très ordinaire. L’impédance de sortie serait de 110V / 0.0018A = 61k Ohms.

La suite bientôt ...
Haut
MicMicMan
Special Supra utilisateur

Inscrit le: 24 Jan 09
Localisation: France

Mikka Grytviken a écrit :
Le gain en tension global serait de 260V / 3,9V = 66,67V

si avec ça ton ampli sonne pas bien......

Sympa comme projet, y a du monde qui suit avec attention je crois
Haut
Mikka Grytviken
Vintage Cool utilisateur


Inscrit le: 21 Jan 06
Localisation: Indre et Loire



Ouis ça devrait pas mal envoyer dans le second étage du préamp qui, ça sera aborder par la suite, va-t-être pofiner pour avoir un joli overdrive lorsqu'il sera poussé.

Merci de ton intérêt MicMicMan !

Haut
Mikka Grytviken
Vintage Cool utilisateur


Inscrit le: 21 Jan 06
Localisation: Indre et Loire

Nous allons maintenant revenir sur le deuxième étage du préampli.
Nous avons déjà étudié plus haut la polarisation de V2a, nous allons maintenant nous pencher sur la triode qui va suivre V2a c’est à dire V2b. Je rappelle que le but au niveau de cette étage du préamp est d’obtenir une belle saturation. C’est donc l’endroit rêver pour utiliser un montage généralement connu sous le nom de DC cathode follower.

Voici à quoi ressemble ce type de montage.



On reconnais aisément le cathode follower, c’est la triode sans résistance d’anode, on récupère alors le signal au niveau de la cathode par le biais de l’action de la résistance de cathode.

Voici les valeurs que nous devons connaître :
U = 280V
Rk = 56k

Maintenant jetons un coup d’œil à la droite de charge.



Le fait qu’il n’y ai pas de résistance d’anode fait que le tube va se comporter différemment. La tension d’anode reste donc constante et la cathode prend alors en charge le rôle habituelle de l’anode. Voilà pourquoi il nous faut renverser le repérage de tension sur le haut du graphique.

On constate que la grille se retrouve en situation relative de tension positive, elle va tendre à retourner vers zéro ce qui va induire un courant de grille. Sur la partie marron de la droite de charge on peut lire que ce courant de grille va tendre vers une valeur de 0,5mA. Ce courant viendra de la résistance d’anode le la triode précédente, c’est à dire V2a ce qui va entraîner une chute de tension supplémentaire au borne de sa résistance d’anode. On peut facilement la calculer comme suit :

U = RI = 100k x 0,0005 = 50V

Dans un premier temps on voit donc que ce montage va accentuer l’apparition de distorsion au niveau de V2a mais on peut aussi remarquer que V2b est bloquée à 0V ce qui fait que la partie la plus positive du signal sera compressée.

Ce qui peut sembler comme un très mauvais montage pour un audiophile s’avère être le moyen d’obtenir un belle overdrive chaud et doux pour un guitariste.

Voilà, la première étape pour ce qui est du design du préamp est atteinte.

Je peux maintenant déduire la consommation globale du préamp qui me sera utile lors de l’étude de l’alimentation de l’ampli.

Iv2a = 1mA
Iv2b = 3,2mA
Iv1 = 0,75mA
Ipreamp = 4,95mA

Il est temps maintenant d’aborder le voicing de l’ampli.

Il est important à ce niveau de savoir quel sera le type de lampes de puissance utilisées. Chaque tube possède déjà sa propre couleur et sont propre voicing ce qui doit être pris en compte dans l’étude du voicing du préampli.

Pour ce projet je vais m’orienter vers un push-pull d’EL84 lesquelles sont connues pour donner un son rond et médium. En même temps je suis à la recherche d’un Tone Stack simple et efficace avec seulement deux potards un d’aigu et un autre de basse. Je suis à la recherche d’un son d’esprit Vox / Matschless que je vais adapter à mes goûts. Le Tone Stack ainsi que le design du canal Top Boost d’un AC30 me semblent être les éléments idéaux pour atteindre mes objectifs et vous l’avez déjà compris, cette ampli sera fort inspirer par certains amplis mythiques des deux marques citée ci-dessus.

Regardons comment se comporte le TS d’un Vox AC30.



En vu de garder une bonne quantité du gain disponible je vais découpler les deus résistances de cathodes pour V1(a & b) et V2a par des condensateurs de 22µf ce qui nous donne la fréquence de coupure suivante :

F= 1/(2pi x Ck x Rk)= 1/(6,28 x 0,000022 x 1500) = 4,8Hz

Dans un même temps il s’agit d’un ampli d’esprit Rock British qui a pour but de nous donner accès à bon niveau d’overdrive. On sait qu’un overdrive élevé ne fait pas bon ménage avec un voicing riche en basses. On peut aisément contrôler le niveau des basses par le biais du condensateur de liaison qui va se situer entre le couple former par V1a, V1b et V2a. Tenant compte du caractère des EL84 et du voicing du TS, j’ai choisi comme fréquence de coupure 700Hz laquelle va me permettre de calculer la valeur du condo de liaison comme suit.

C = 1/(2pi x F x R) = 1/(6.28 x 700 x 220k) = 1,034nF
Un condo de 1nF sera parfait.
Le design du préamp est quasi terminé il manque le choix du potentiomètre de gain.
Je choisi un potard de 500k pour ne pas surcharger l’entrée de grille de V2a et je vais lui adjoindre un bright cap d’une valeur entre 100p et 250p que les premiers testes me permettrons de choisir à l’oreille.

Voici le schéma du préampli dans sa version Bêta.



....à suivre...
Haut
Spinoo
Custom Méga utilisateur


Inscrit le: 09 Feb 04
Localisation: Bordeaux

Tu nous fais un Lightning 15 là ! Plutôt que d'utiliser des condos chimiques sur les cathodes, pourquoi ne pas utiliser des LED à la place de Rk/Ck ? Il faudra en acheter plusieurs modèles pour trouver les bons Vf mais après tu as en dynamique un gain max pleine bande sans utiliser de condensateur électro.
Haut
Mikka Grytviken
Vintage Cool utilisateur


Inscrit le: 21 Jan 06
Localisation: Indre et Loire

Par ce que primo je fais un ampli à base de pièces de récupérations et de surplus en stocks et deuzio par ce que je ne trouve pas cette méthode très pratique ... une résistance et un condo ça ne coûte pas cher et on sait de suite comment ça va se comporter alors que la diode avant d'en trouver une qui te donne ce que tu veux ...

Je n'ai jamais tester non plus et puis j'aime bien la bonne vieille technique avec les condos et la résistance d'anode, au moins je suis sur d'avoir ce que je veux et tout de suite.



Citation:
Tu nous fais un Lightning 15 là !


Plus ou moins oui !

Haut
Mikka Grytviken
Vintage Cool utilisateur


Inscrit le: 21 Jan 06
Localisation: Indre et Loire

Nous allons à présent aborder le déphaseur connu aussi sous l’appellation Phase Inverter ou sous son diminutif PI.

Comme c’est le cas dans la majorité des amplis dont l’étage de puissance est un push-pull, le type de déphaseur que nous allons utiliser pour se projet est un déphaseur de Schmidt qui n’est rien d’autre qu’une variante du long-tailed pair qui dans notre cas ne comportera pas de boucle de contre réaction elle même connue sous le nom de Negative Feedback NFB.

Voici le schéma du déphaseur.



Il faut noter que la résistance de cathode Rk est commune aux deux triodes, ici des 12AX7.

Jetons un œil sur la droite de charge pour expliquer et comprendre son fonctionnement.



Du fait de la résistance de queue, la tension d’anode relative vue par les triodes est 60V en dessous de sa valeur réelle. Dans notre cas, du fait qu’il n’y ait pas de contre réaction, la résistance de queue se doit être suffisamment élevée car elle joue un rôle essentielle dans l’équilibre des deux signaux de sortie entre les deux branches du déphaseur. Cette valeur est un compromis pour un bon équilibre tout en conservant une dynamique, un headroom et un gain acceptable. Je sais que le préampli compressera bien et que le niveau de sortie de celui-ci sera bien maîtrisé (voir le schéma du préamp plus haut).

Me basant sur la droite de charge je peux voir que le signal d’entrée ne sera pas corrompu en dessous de 6V d’un pique à l’autre. C’est une valeur que je dois noter pour la comparer par la suite à mon signal de sortie du préamp.
Non pas que je ne cherche pas a avoir de la distorsion de déphaseur, mais il est intéressant que celle-ci apparaisse parallèlement à celle du préamp ou éventuellement après et non pas avant ce qui pourrait rendre la plage d’obtention d’un son clair fortement réduite voir quasiment nul.

Maintenant nous allons faire une estimation du gain.
Pour Ug1 = 1,5V => Ua = 165V
Pour Ug1 = 0,5V => Ua = 105V
165-105 = 60V pic à pic.

Ce résultat doit être divisé par un facteur de 5 car l’absence de condensateur de découplage de cathode a pour effet une contre réaction qui réduit fortement le gain du montage.

60 / 5 = 12

J’en conclu donc que pour un signal entrant de 6V j’aurai en sortie un signal de 6x12 = 72V le quel est très largement suffisant pour commander (driver dit on souvent par anglicisme) un Push-pull d’EL84 plus ou moins polarisé de manière « standard ».
J’aimerai vous expliquer le choix de la valeur de la capacité de liaison d’entrée.
Il est connu que une forte valeur capacitive en entrée d’une triode va tendre à favoriser le phénomène de « Blocking Distortion » du à la forte impédance d’entrée, lequel à pour résultante un son pas du tout agréable. Si C1 est faible, moins de 10nF avec une résistance de référencement de la grille de 1M, cela va conserver au mieux une bonne réponse dans les basses fréquences et ce particulièrement si la seconde capa de grille de la seconde triode, C2, est choisie pour être dix fois supérieure.

La fréquence de coupure :

F = (2pi x C x Z)

Au sujet de Z :
Si la résistance de queue est suffisamment importante pour que celle-ci puisse être considérée comme une source de courant, ce qui est notre cas, car n’ayant pas de boucle de contre réaction, alors l’impédance d’entrée sera le double de la résistance de référencement de la grille associée.

F =1/(6,28 x 4,7n x 2M) = 17Hz


Il ne reste plus qu’a calculer la consommation du déphaseur.

I = 0,00064 x 2 = 1,28mA

Voilà une nouvelle étape d’accomplie.
Haut
twistingcrow
Custom Méga utilisateur


Inscrit le: 26 Apr 08
Localisation: Toulouse (31, France)

Bravo Mikka! C'est une étude de haut-vol ce que tu nous fais là!

_________________
Ma chaîne Youtube:
http://www.youtube.com/user/twistingcrow/videos

Dans la vie, quand on fait des choses, il se passe des choses...
Haut
Mikka Grytviken
Vintage Cool utilisateur


Inscrit le: 21 Jan 06
Localisation: Indre et Loire

Merci.

Haut
Mikka Grytviken
Vintage Cool utilisateur


Inscrit le: 21 Jan 06
Localisation: Indre et Loire

Il s’agit à présent de polariser l’étage de puissance et ensuite de concevoir l’alimentation générale de l’ampli.

Généralement on étudie l’étage de puissance en partant d’une tension voulue puis on adapte ensuite l’alimentation en fonction des éléments obtenues, préampli compris. Mais dans mon cas c’est différent car je souhaite utiliser un transformateur déjà dans mon stock qui de surcroît est un transformateur de récupération et modifier afin d'e’ tirer le meilleur parti que possible en vue justement de pouvoir alimenter un push-pull d’EL84/6bq5. J’ai donc pour ce faire déjà fait une pré étude du 369GX Hammond (voir l’article dédié) et j’ai aussi pour transfo de sortie un 125E Hammond.

Reprenons donc à partir de la droite de charge que nous avons déjà tracée du 369GX modifié.



J’ai l’intention de monter l’ampli dans un ancien combo à transistors déjà pré équipé d’un châssis d’origine et d’un HP de 8 ohms (hp pouvant être changé plus tard). C’est un projet récupe rappelez vous !



Le datasheet du 125E Hammond m’indique les impédances primaires possibles pour un hp de 8 ohms au secondaire comme étant de 6k8, 8k2, 11k6 et 12k8 d’anode à anode. Je recherche une puissance de sortie RMS entre 10 et 15W, avec l’espoir de réussir à obtenir 13W.

Pour l’étude de l’alimentation j’utilise le logiciel PSUDII.

Me servant donc des logiciels appropriés ainsi que de mon expérience j’en suis arrivé à ce compromis.

Le droite de charge d’abord :



L’alimentation

Vue général :



Détail au repos :



Détail à plein régime :



Détail courant secondaire du transfo au repos :



Détail courant secondaire transfo à plein régime :



Tout ceci demande quelques explications.

Pour commencer avec PSUDII les paramètres du transformateur ont été déduits dans le chapitre qui concerne l’étude du 369GX et de son passage de « center tap » à « parallel tap ». Pour ce qui est de la consommation au repos, les valeurs sont celles trouvées lors de l’étude générale du préampli ajoutez à cela les informations fournis par la droite de charge, c’est à dire (35mA x 2) pour ce qui est de la consommation d’anode et environs (4mA x 2) pour ce qui concerne la consommation des grilles écrans G2.

Suite à cela, j’ai adapté au mieux les valeurs des filtres RC afin d’obtenir le filtrage et les tensions au plus proche de ce qui est recherché. A savoir que dans un montage en push-pull le transfo de par ses deux enroulements primaires physiquement en opposition de phase auto annule la majeur partie des bruits de font de l’étage de puissance émit principalement au niveau des anodes.

Les plus attentifs auront remarqué que l’alim annonce un A+ au repos d’environs 297V alors que le Ua de la droite de charge est donné pour 284V.

Pour comprendre il faut noter que l’étage de puissance sera en cathode BIAS, la résistance de BIAS étant annoncée à 120k et nous la calculerons un peu plus loin. Les courbes en vert sur les caractéristiques d’anode (voir la droite de charge) vont de 0V, en partant du haut vers le bas, à -16V par pas de 2V, les quelles correspondent aux tensions de grille de commande G1. Au point de BIAS de 284V / 35mA donné sur la droite en classe A de couleur vert « turquoise » on peut lire une tension Ug1 de l’ordre des -10V. Cette tension est donc à déduire de A+ car l’anode voit A+ par rapport à sa cathode.

Ainsi

Ua = A+ - Uk = 296 – 10 = 287V

Mais il y a une erreur de 3V me diront certains !

C’est que le courant qui alimente les anodes de nos EL84 passe par ½ enroulement primaire du transfo de sortie correspondant ce qui entraîne une chute de tension.

La résistance DC mesurée sur le primaire du transfo de sortie 125E est de 155 ohms ce qui pour un demi enroulement nous donne une résistance de 77,5 ohms.

Je sais qu’au repos l’intensité consommée par l’anode d’une lampe est de 35mA.

Ainsi

DUa = 0,035 x 77,5 = 2,7V

Ua = 287 – 2,7 = 284,3V

CQFD

Sur le même principe B+ est donné pour un peu moins de 290V alors que Ug2 est donnée pour 280V car les grille écrans voit elles aussi la tension fournie par l'alimentation par rapport à la cathode. De plus cette tension sera probablement légèrement inférieure à cette valeur car nous ne l’avons pas encore soumise à l’existence potentielle de la résistance de grille écran qui d’expérience sera nécessaire pour protéger la grille écran de chacune des EL84 lors des piques de courant … mais nous aborderons cela plus loin. Mais vous constaterez que je suis parti d’une consommation légèrement supérieure afin d’anticiper la chute de tension …

Maintenant revenons à notre alim, il s’agit maintenant de comprendre comment déduire les consommations en courant de notre étage de puissance à plein régime.

Jetons tout d’abord un œil sur un datasheet concernant les EL84 et nous donnant un certains nombre d’informations concernant les consommations de nos lampes sous un régime relativement proche du notre.



Nous allons nous intéresser principalement à la partie droite du tableau qui nous donne des valeurs pour une tension Ua et Ug2 = 300V.

On remarque d’abord une intensité d’anode au repos très proche de la notre. On voit aussi la consommation d’anode et de grille écran pour un signal de 10V RMS, le RMS est important car en fait ça correspond à des valeurs de pics de 10 x racine de 2 = 14V. Ce qui correspond à un signal qui sera déjà pas mal « saturé » par nos lampes.

Regardons, on nous donne :

Ia = 0.035A
Ig2 = 0.004A
Rk = 130 ohms

Afin de connaître la tension de BIAS laquelle correspond à la tension max admissible par la grille de commande avant que le lampe ne sature le signal en sortie, sachant qu’il y a deux lampes, il faut procéder ainsi :

Ug1 = ((2 x 0.036) + (2 x 0.004)) x 130 = (0.072 + 0.00 x 130 = 0.08 x 130 = 10.4V

14 – 10.4 = 3.6V

Notre signal sera donc « tronqué » en sortie de 3,6V ce qui engendrera de la saturation.
Nous avons donc bien largement atteint les limites dynamiques de la lampe.
Dans cette situation déjà extrême on nous donne pour consommation d’anode 46mA RMS pour chacune des deux lampes ainsi qu’une consommation de grille écran de 11mA RMS pour chacune des lampes.

Dans notre cas cela sera moindre car nos tensions globales sont légèrement inférieures de 17% environs.

Partant de ce constat j’en ai déduis les approximations suivantes :

Ig2max = 22 x 0.93 = 20.4mA

Iamax = 92 x 0.93 = 85.6mA

J’ai inclus ces valeurs dans ma simulation PSUDII au bout de 5s et la simulation m’a donné les éléments que vous pouvez voir sur les images ci-dessus.

A ce niveau, ce qui nous intéresse c’est ce qui se passe dans le secondaire du transfo d’alim.

Repartons de l’image suivante :



Ce sont les pics de courant dans l’enroulement secondaire du transfo d‘alim.
On peut lire une valeur d’environs 410mA.

Maintenant il faut calculer la valeur RMS de cette consommation de la façons suivante :


Irms max = (0.410 x 0.7) / racine de 2 = 0.203A => 203mA

On peut faire de même pour l’ampli au repos en se basant sur l’image déjà présentée plus haut.

Irms = (0.350 x 0.7) / racine de 2 = 0.173A => 173mA

Nota : 0.7 est un facteur dû à la forme particulière du signal qu’on peut lire sur la simulation.

On peut dors et déjà en déduire la puissance du transfo idéal pour ce montage.

Lors de l’étude du transfo nous avions déduit un Résistance DC interne de 163 ohms qu’on peu voir sur la vue générale.

Ainsi
DU = 163 x 0.203 = 33V
Unom = 250 – 33 = 217V
Pnom = 217 x 0.203 = 44VA

Voici la droite de charge du transfo :




Que nous dit cette droite dans son état actuel ?

Pnom = 225 x 0.153 = 34.425VA

On en déduit que notre transfo est de presque 10VA nominal inférieur à nos besoins idéalement.

Ce n’est pas très grave car on a vu lors des testes que même sous 60W de consommation il a tenu durant près d’une heure sans dommage. Ce ne sont donc pas 44VA de consommation par intermittence qui devraient poser problème.

On peut aussi calculer la puissance demandée au repos.

DU = 250 – (163 x 0.173) = 222V
P = 222 x 0.173 = 38.4VA

Pas de quoi s’affoler, d’autant que la simu nous montre un SAG de 10V au niveau de l’alimentation de l’ampli, rien de très conséquent d’autant que ce sag va jouer en notre faveur pour l’obtention d’une saturation un peu plus « vintage ».

Maintenant nous allons pouvoir tracer ces valeurs sur la droite de charge du transfo.




Nous allons maintenant voir comment calculer la résistance de cathode, les résistances de grilles écrans ainsi que la puissance RMS de l’ampli.

Pour ce faire nous allons nous servir de la droite de charge.



Pour le calcul de Rk :

PS : Rk est commune aux deux lampes

Rk = Ug1 / (Ia + Ig2) = 9,8V / (0.07 + 0.0075) = 126.45 Ohms

Sachant que sur ma droite de charge je sui légèrement sous biasé et qu’en cathode BIAS il n’est pas gênant de biaser chaud car durant le fonctionnement la droite a tendance à s’écraser un peu par l’action de l’intensité traversant la résistance de cathode. Ainsi une Rk de 120 ohms sera parfaite.

On peut s’amuser à calculer la puissance RMS potentiel du montage, je dis potentiel car un élément qu’on abordera bientôt va venir tronquer notre fonctionnement …

Pour ce faire il nous faut déterminer DUrms et DIrms.

La droite de classe B en mauve nous dit que Umax = 284V et que Umin = 40V
DUrms = (284 – 30 ) / racine de 2 = 179.6V

On lit aussi que Ia = 35mA et que Iamax = 130mA
DIrms = (130 – 35 ) / Racine de 2 = 67.2mA

Prms = Durms x DIrms = 179.6 x 0.0672 = 12W

Et voilà, mon Fellow 13 n’est déjà plus qu’un Fellow 12 … ha ha ha !

... la suite bientôt ...
Haut
Page 3 sur 4 "Hound Dog Deluxe" & "Fellow 13" › début du sujet
Aller à la page:    3