"Hound Dog Deluxe" & "Fellow 13"

Il s’agit à présent de polariser l’étage de puissance et ensuite de concevoir l’alimentation générale de l’ampli.

Généralement on étudie l’étage de puissance en partant d’une tension voulue puis on adapte ensuite l’alimentation en fonction des éléments obtenues, préampli compris. Mais dans mon cas c’est différent car je souhaite utiliser un transformateur déjà dans mon stock qui de surcroît est un transformateur de récupération et modifier afin d'e’ tirer le meilleur parti que possible en vue justement de pouvoir alimenter un push-pull d’EL84/6bq5. J’ai donc pour ce faire déjà fait une pré étude du 369GX Hammond (voir l’article dédié) et j’ai aussi pour transfo de sortie un 125E Hammond.

Reprenons donc à partir de la droite de charge que nous avons déjà tracée du 369GX modifié.



J’ai l’intention de monter l’ampli dans un ancien combo à transistors déjà pré équipé d’un châssis d’origine et d’un HP de 8 ohms (hp pouvant être changé plus tard). C’est un projet récupe rappelez vous !



Le datasheet du 125E Hammond m’indique les impédances primaires possibles pour un hp de 8 ohms au secondaire comme étant de 6k8, 8k2, 11k6 et 12k8 d’anode à anode. Je recherche une puissance de sortie RMS entre 10 et 15W, avec l’espoir de réussir à obtenir 13W.

Pour l’étude de l’alimentation j’utilise le logiciel PSUDII.

Me servant donc des logiciels appropriés ainsi que de mon expérience j’en suis arrivé à ce compromis.

Le droite de charge d’abord :



L’alimentation

Vue général :



Détail au repos :



Détail à plein régime :



Détail courant secondaire du transfo au repos :



Détail courant secondaire transfo à plein régime :



Tout ceci demande quelques explications.

Pour commencer avec PSUDII les paramètres du transformateur ont été déduits dans le chapitre qui concerne l’étude du 369GX et de son passage de « center tap » à « parallel tap ». Pour ce qui est de la consommation au repos, les valeurs sont celles trouvées lors de l’étude générale du préampli ajoutez à cela les informations fournis par la droite de charge, c’est à dire (35mA x 2) pour ce qui est de la consommation d’anode et environs (4mA x 2) pour ce qui concerne la consommation des grilles écrans G2.

Suite à cela, j’ai adapté au mieux les valeurs des filtres RC afin d’obtenir le filtrage et les tensions au plus proche de ce qui est recherché. A savoir que dans un montage en push-pull le transfo de par ses deux enroulements primaires physiquement en opposition de phase auto annule la majeur partie des bruits de font de l’étage de puissance émit principalement au niveau des anodes.

Les plus attentifs auront remarqué que l’alim annonce un A+ au repos d’environs 297V alors que le Ua de la droite de charge est donné pour 284V.

Pour comprendre il faut noter que l’étage de puissance sera en cathode BIAS, la résistance de BIAS étant annoncée à 120k et nous la calculerons un peu plus loin. Les courbes en vert sur les caractéristiques d’anode (voir la droite de charge) vont de 0V, en partant du haut vers le bas, à -16V par pas de 2V, les quelles correspondent aux tensions de grille de commande G1. Au point de BIAS de 284V / 35mA donné sur la droite en classe A de couleur vert « turquoise » on peut lire une tension Ug1 de l’ordre des -10V. Cette tension est donc à déduire de A+ car l’anode voit A+ par rapport à sa cathode.

Ainsi

Ua = A+ - Uk = 296 – 10 = 287V

Mais il y a une erreur de 3V me diront certains !

C’est que le courant qui alimente les anodes de nos EL84 passe par ½ enroulement primaire du transfo de sortie correspondant ce qui entraîne une chute de tension.

La résistance DC mesurée sur le primaire du transfo de sortie 125E est de 155 ohms ce qui pour un demi enroulement nous donne une résistance de 77,5 ohms.

Je sais qu’au repos l’intensité consommée par l’anode d’une lampe est de 35mA.

Ainsi

DUa = 0,035 x 77,5 = 2,7V

Ua = 287 – 2,7 = 284,3V

CQFD

Sur le même principe B+ est donné pour un peu moins de 290V alors que Ug2 est donnée pour 280V car les grille écrans voit elles aussi la tension fournie par l'alimentation par rapport à la cathode. De plus cette tension sera probablement légèrement inférieure à cette valeur car nous ne l’avons pas encore soumise à l’existence potentielle de la résistance de grille écran qui d’expérience sera nécessaire pour protéger la grille écran de chacune des EL84 lors des piques de courant … mais nous aborderons cela plus loin. Mais vous constaterez que je suis parti d’une consommation légèrement supérieure afin d’anticiper la chute de tension …

Maintenant revenons à notre alim, il s’agit maintenant de comprendre comment déduire les consommations en courant de notre étage de puissance à plein régime.

Jetons tout d’abord un œil sur un datasheet concernant les EL84 et nous donnant un certains nombre d’informations concernant les consommations de nos lampes sous un régime relativement proche du notre.



Nous allons nous intéresser principalement à la partie droite du tableau qui nous donne des valeurs pour une tension Ua et Ug2 = 300V.

On remarque d’abord une intensité d’anode au repos très proche de la notre. On voit aussi la consommation d’anode et de grille écran pour un signal de 10V RMS, le RMS est important car en fait ça correspond à des valeurs de pics de 10 x racine de 2 = 14V. Ce qui correspond à un signal qui sera déjà pas mal « saturé » par nos lampes.

Regardons, on nous donne :

Ia = 0.035A
Ig2 = 0.004A
Rk = 130 ohms

Afin de connaître la tension de BIAS laquelle correspond à la tension max admissible par la grille de commande avant que le lampe ne sature le signal en sortie, sachant qu’il y a deux lampes, il faut procéder ainsi :

Ug1 = ((2 x 0.036) + (2 x 0.004)) x 130 = (0.072 + 0.00 x 130 = 0.08 x 130 = 10.4V

14 – 10.4 = 3.6V

Notre signal sera donc « tronqué » en sortie de 3,6V ce qui engendrera de la saturation.
Nous avons donc bien largement atteint les limites dynamiques de la lampe.
Dans cette situation déjà extrême on nous donne pour consommation d’anode 46mA RMS pour chacune des deux lampes ainsi qu’une consommation de grille écran de 11mA RMS pour chacune des lampes.

Dans notre cas cela sera moindre car nos tensions globales sont légèrement inférieures de 17% environs.

Partant de ce constat j’en ai déduis les approximations suivantes :

Ig2max = 22 x 0.93 = 20.4mA

Iamax = 92 x 0.93 = 85.6mA

J’ai inclus ces valeurs dans ma simulation PSUDII au bout de 5s et la simulation m’a donné les éléments que vous pouvez voir sur les images ci-dessus.

A ce niveau, ce qui nous intéresse c’est ce qui se passe dans le secondaire du transfo d’alim.

Repartons de l’image suivante :



Ce sont les pics de courant dans l’enroulement secondaire du transfo d‘alim.
On peut lire une valeur d’environs 410mA.

Maintenant il faut calculer la valeur RMS de cette consommation de la façons suivante :


Irms max = (0.410 x 0.7) / racine de 2 = 0.203A => 203mA

On peut faire de même pour l’ampli au repos en se basant sur l’image déjà présentée plus haut.

Irms = (0.350 x 0.7) / racine de 2 = 0.173A => 173mA

Nota : 0.7 est un facteur dû à la forme particulière du signal qu’on peut lire sur la simulation.

On peut dors et déjà en déduire la puissance du transfo idéal pour ce montage.

Lors de l’étude du transfo nous avions déduit un Résistance DC interne de 163 ohms qu’on peu voir sur la vue générale.

Ainsi
DU = 163 x 0.203 = 33V
Unom = 250 – 33 = 217V
Pnom = 217 x 0.203 = 44VA

Voici la droite de charge du transfo :




Que nous dit cette droite dans son état actuel ?

Pnom = 225 x 0.153 = 34.425VA

On en déduit que notre transfo est de presque 10VA nominal inférieur à nos besoins idéalement.

Ce n’est pas très grave car on a vu lors des testes que même sous 60W de consommation il a tenu durant près d’une heure sans dommage. Ce ne sont donc pas 44VA de consommation par intermittence qui devraient poser problème.

On peut aussi calculer la puissance demandée au repos.

DU = 250 – (163 x 0.173) = 222V
P = 222 x 0.173 = 38.4VA

Pas de quoi s’affoler, d’autant que la simu nous montre un SAG de 10V au niveau de l’alimentation de l’ampli, rien de très conséquent d’autant que ce sag va jouer en notre faveur pour l’obtention d’une saturation un peu plus « vintage ».

Maintenant nous allons pouvoir tracer ces valeurs sur la droite de charge du transfo.




Nous allons maintenant voir comment calculer la résistance de cathode, les résistances de grilles écrans ainsi que la puissance RMS de l’ampli.

Pour ce faire nous allons nous servir de la droite de charge.



Pour le calcul de Rk :

PS : Rk est commune aux deux lampes

Rk = Ug1 / (Ia + Ig2) = 9,8V / (0.07 + 0.0075) = 126.45 Ohms

Sachant que sur ma droite de charge je sui légèrement sous biasé et qu’en cathode BIAS il n’est pas gênant de biaser chaud car durant le fonctionnement la droite a tendance à s’écraser un peu par l’action de l’intensité traversant la résistance de cathode. Ainsi une Rk de 120 ohms sera parfaite.

On peut s’amuser à calculer la puissance RMS potentiel du montage, je dis potentiel car un élément qu’on abordera bientôt va venir tronquer notre fonctionnement …

Pour ce faire il nous faut déterminer DUrms et DIrms.

La droite de classe B en mauve nous dit que Umax = 284V et que Umin = 40V
DUrms = (284 – 30 ) / racine de 2 = 179.6V

On lit aussi que Ia = 35mA et que Iamax = 130mA
DIrms = (130 – 35 ) / Racine de 2 = 67.2mA

Prms = Durms x DIrms = 179.6 x 0.0672 = 12W

Et voilà, mon Fellow 13 n’est déjà plus qu’un Fellow 12 … ha ha ha !

... la suite bientôt ...

Nous allons aborder à présent un élément assez délicat, il s’agit du calcul des résistances de protection des grilles écrans des lampes de puissance.

Si on fait correspondre la droit de charge classe B en son point max c’est à dire le point de rencontre avec la courbe Ug1 = 0V avec la courbe de consommation de la grille écran en bleu on peut y lire une intensité de l’ordre des 46mA.

Nous savons aussi que la tension de grille au repos est de l’ordre des 280V.

Dans un cas extrême nous aurions donc :

Pg2t0 = 280 x 0.046 = 12.88W

Cette dissipation de grille n’est valable que pour l’instant T0 du pic du signal et sans perte de tension sur la grille écran.

Si on considère celui-ci comme étant plus ou moins une sinusoïde et tenant compte du fait que le montage est en Push pull de classe AB on peut alors dire que :

Pg2rms = ((280 x 0.046) / racine de 2) / 2 = 4.6W

Les datasheets indiquent qu’une EL84 à pour dissipation max de ses grilles écrans 2W.

Nous sommes donc bien au-dessus.

Voilà pourquoi il va falloir prévoir une résistance de grille écran pour chacune de nos EL84, sachant que plus la résistance sera importante plus la tension de grille écran chutera et plus nous perdrons en puissance et en dynamique d’où l’intérêt de la calculer au plus juste.
Nous savons aussi que en faisant chuter la tension de grille écran nous allons aussi faire chuter l’intensité consommée par celle-ci.

N’ayant que peu d’information sur le sujet fournies par les datasheets constructeurs je vais passer par la simulation via Switchercad en utilisant la modélisation la plus proche que possible.
Voici donc les caractéristiques de notre montage sous une tension de grille écran de 240V.



On peut y lire qu’à signal max la consommation de grille écran serait de l’ordre des 25mA.
Ce qui nous donne pour valeur de puissance RMS supposée :

Pg2rms = ((240 x 0.026) / racine de 2) / 2 = 2.2W

Voilà qui est très proche des 2W recherchés.

Partant de cela on peut donc dire qu’il nous faudra faire chuter la tension de grille de la valeur suivante :

DU = 280 – 240 = 40V

Ce qui nous donne comme valeur de résistance :

R = 40 / 0.026 = 1500 ohms

Tenant compte que dans le premier filtre RC qui précède le point B+ d’alimentation des grilles écrans se trouve déjà une résistance proche des 500 ohms je peux donc choisir pour résistances de grilles une valeur de 1k.

à suivre

Arrivé à ce niveau on peut dors et déjà visualiser de façons assez précise le schéma global de l’ampli sur lequel, vous le verrez, j’ai adjoint quelques options dont nous allons faire l’analyse.



Nous avons jusqu’ici déjà abordé le sujet du voicing du préamp.
Je vous propose d’en visualiser la courbe des fréquences avec tous les potards réglés à « midi ».



C’est l’occasion pour nous d’observer l’impacte du déphaseur sur le voicing, sachant que celui-ci ne dispose pas d’une contre réaction on s’attend donc à ce qu’il y est une perte de haut médiums ainsi que dans les très basses fréquences ce que l’image suivante confirme.



Je précise à nouveau que tous les potentiomètres sont à midi.

Le potentiomètre de master volume mixe les deux signaux du déphaseur lesquels se trouvent déphasés de 180°.
De ce fait, plus les signaux sont mixés ensembles et plus ils s’auto-annulent.


Le potentiomètre de cut fonctionne comme un filtre passe bas.
Il est partiellement influencé par le potard de master volume et le fait qui travaille entre les deux branches du déphaseur aura une impacte sur le calcul de son action.

Je tiens compte du fait que les potentiomètres sont de type logarithmique.

Calcul de la fréquence de coupure :

Rc = 250k x 0.2 /0.5 = 100k

Rm = 1M x 0.2 = 200k

R = (200k x 100k) / (200k + 100k ) = 67k

F = 1/(2pi x 67k x 2.2n) = 1080Hz

Vérifions le par la simulation :



Nous pouvons à présent calculer la fréquence de coupure de C10 et C11, les capas de liaison de 0,1µf.

F = 1/(2pi x 220k x 0.1µ) = 7,2Hz

Calculons maintenant le capa de découplage de la résistance de cathode du « cathode BIAS ».

Je sais que la fréquence audible la plus basse est de 20Hz (c’est une base totalement subjective).

C = 1/(2pi x 120 x 20) = 66µ

Et je choisi totalement arbitrairement de passer cette valeur à 100µ dans le but de perdre un minimum de gain et un minimum de réponse dans les fréquences basses.

Il me reste à exposer le calcul qui justifie le choix des résistances de grilles R21 et R22.

Elles ont pour rôle de prévenir certains bruits de fond, de la « blocking distortion » ainsi que des auto-oscillations de hautes fréquences, pas forcément audibles mais pouvant être dommageables aux lampes.

J’ai pour habitude d’utiliser pour cet usage une fréquence de coupure de 10kHz, ce qui est largement assez haut pour un ampli guitare.

Les datasheets constructeurs nous indique pour les EL84 une capacité de grille / cathode de 10pF

R = 1/(2pi x 10k x 10p) = 1592

R = 1.5k ohm.

Nous voilà arrivé au bout de cette étude que j’ai voulue simplifiée mais efficace afin qu’elle reste la plus accessible que possible.

Il ne me reste plus qu'à monter l'ampli et à le tester ...

Ca y est le fellow chante et super bien de surcroit !

Vous trouverez tout de résumé ICI avec les pdf concernant l'étude du transfo 339GX, de sa modification et l'étude générale de l'ampli tel que je l'ai faite sur ce topic. En prime il y a une vidéo et un slide show.

Ca sonne bien !
Ca m'a l'air assez typé par contre.
Sympa d'entendre un "transtube" claquer comme ça en tout cas
Si t'as une occasion de coller un micro devant pour avoir un sample mieux que la caméra du téléphone... ne te gêne pas.
C'est la gamelle d'origine du 112 ?

Ouais c'est très typé Vox/Matchless, ce qui n'est en rien une surprise puisque le design est étudié pour.


Oui, le transtube ne touche plus terre ...

Je ferai des samples avec un bon SM57 devant ça sera certainement bien plus probant.

Oui la gammelle est celle d'origine, un Blue Marvel et à ma (pas si) grande surprise il s'en sort pas si mal que ça. Par contre le HP est le premier surpris par ce qu'il prend dans la tête ... on sent que le rodage n'est même pas encore fait, il est encore un peu raide ...

...comme quoi les 65W annoncés pour le transtube sont probablement bien en dessous de la réalité. D'ailleurs le transfo d'origine était minuscule alors que les charactéristiques techniques le donne pour un 200VA alors qu'l avait plutôt la taille d'un 50VA à tout petter ... alors je reste dans l'expectative sur ce point ! Tirer 65W sur une source de 50W ... hum !

Merci de ton intérêt !

Voici un un bon p'tit sample enregistré avec un SM57 et une Ibanez AXD82P montée en Seymou Duncan.

Le HP est le Blue Marvel ... comme quoi !